Olá pessoal.

Essa é minha primeira postagem por aqui. É ruim começar já querendo sugar o conhecimento de vocês... mas, com o tempo, espero contribuir também.

VAMOS AO PROBLEMA

Já desenvolvi alguns conversores CC/CC durante a faculdade. 

Em nível de graduação, esses conversores são do tipo não isolados, Buck, Boost ou Buck-Boost. Na imagem abaixo está meu último projeto do tipo, é um buck boost com controle digital PID e MOSFET canal P.

Agora, estou projetando um inversor senoidal de potência para o meu TFC. O componente principal para gerar a senoide será exatamente um buck boost. Desta forma,  "apenas" um elemento será responsável por aumentar a tensão e inverte-la senoidalmente. O segredo pra isso está no controlador. Eu não tenho conhecimento teórico (que no caso é nível de mestrado ou doutorado) para implementar isso de forma analógica, então vou usar controle digital também.

O driver será um ir2110.

Umas de minhas dúvidas está no ruido gerado pelo chaveamento de um MOSFET em alta frequência. Sempre que o PWM muda de estado, um ruido aparece na saída. Esse ruído é composto principalmente por um impulso para cima e, ao mesmo tempo, para baixo, como mostra a figura abaixo.

Esses ruídos não são um problema quanto as notas nos trabalhos, e pouco interferem nos valores médios da onda de saída. Mas existem, e se tratando de um inversor com propósito de alimentar cargas 127rms, podem danificar os equipamentos.

Por análise prática, e uma vez que eles são causados pela mudança de estado da chave, suavizar essas mudanças, reduz o ruído, mas obviamente, aumenta consideravelmente  as perdas causadas por tensões e corrente não nulas nos MOSFETs, A figura abaixo mostra como a suavização das bordas do PWM reduz o ruído.

Essa "técnica" reduz o ruído mas é desastrosa na eficiência do conversor. 

Se possível, gostaria de dicas para diminuir esse ruído de forma eficiente e também informações sobre a causa dele que se apliquem ao buck boost.

Até mais.

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Respostas a este tópico

Olá.

  Esse "ruído" é fundamental ao processo. Quanto maior mais próximo do estado de "degrau unitário" que gera armonicos em todas as frequências. 

  Vejo que vc está com um otimo instrumento. Mas mesmo os melhores podem ter uma sensibilidade a ruidos. Tente ligar o negativo do osciloscópio no gnd do circuito e coloque a ponta no mesmo pino. Curtocircuitando o sinal. Teoricamente vc lerá absolutamente nada mas na prática lerá um ruido que vem da indução no cabo do osciloscópio. Pode ser que não leia nada mesmo, aih parabens para sua ponta e osciloscópio. enfim, quero dizer que pode até ser mais uma questão de indução de ruido que ruído mesmo.

Para eliminar são precisos capacitores (obvio) em paralelo e indutores em série. A tendencia natural é vc querer colocar capacitores imensos. Isso não é bom pq os imensos são em geral enrolados (como os eletroliticos) então vc está na verdade colocando um capacitor com um indutor em série. 

É preciso colocar capacitores cerâmicos ou outras tecnologias planas. O mais usual é 100nF mas como o preço é quase o mesmo tenho usado de 1uF. Fundamentalistas dirão que estou absolutamente enganado pq 100nF é muito mais barato que 1uF. Sim 20 centavos é o dobro de 10 centavos, mas arredondo isso pra 0 se comparado ao preço do frete... 

Indutores são bem vindos mas precisam ser de resistencia baixa. A melhor opção são os "filtros de linha". Basicamente um fio grosso enrolado com poucas espiras em um nucleo. As vezes toroidal, que fica em série com a saída.

Vale ler:

http://www.consertode.com/informatica/fontes/filtro-ruidos-fontes-m...

Ref: Capacitores de 100nF e 1uF com o mesmo preço:

https://br.mouser.com/ProductDetail/Wurth-Electronics/885012207098?...

https://br.mouser.com/ProductDetail/Wurth-Electronics/885012207078?...

Você tem razão Eduardo, parte desse ruído pode ser indução no cabo do osciloscópio. Isso porque se o circuito for ligado em outros osciloscópios, a amplitude do ruído será diferente. Acho que isso é normal nesse caso, pois as bancadas são utilizadas por alunos diferentes durante o dia, e expostas a "esforços" diferente a cada erro cometido :D.

Contudo, ainda existe um ruído real. Acho que um filtro PI como você descreveu pode ajudar, mas tenho dúvidas se adicionar um indutor série a carga não vá alterar a dinâmica do conversor a ponto das equações básicas deixarem de valer. 

E pra esse caso ainda existe um problema ainda maior, pelo meu humilde conhecimento, adicionar um passa baixas causa um defasamento na onda, então quando esse conversor estiver variando senoidalmente, a onda de saída vai estar atrasada em relação a onda no estágio anterior ao filtro. Vou precisar corrigir isso no controlador, já que ele vai medir a onda e agir na correção em intervalos de tempos discretos (talvez 30 medições e correções no PWM por mudança de direção da onda).

Vou testar a correção com o filtro PI com o conversor fornecendo apenas uma tensão contínua na saída nos próximos dias e posto aqui os resultados.

Até mais e obrigado pela ajuda.

Minha resposta foi para uma fonte DC... Eliminar ruidos DC.

Para um gerador PWM senoidal a coisa é diferente.

Normalmente os geradores tem transformadores. Dificilmente vc consegue fazer um "Sem ferro".

Se for ter um transformador, como a maioria, por caracteristicas do fluxo magnético (remanencia, histerese, etc) vc já tem um filtro.

Alguns (os mais pesados) tem inclusive trafos ressonantes. Nesses vc pode praticamente jogar uma onda quadrada que sai senoide. Mas não se faz isso. Se liga os taps em degrau. Assim eram os da GPL, empresa onde trabalhei. Os trafos tinham taps e os imensos transistores (IGBTs) iam ligando para compor tensões de saída. Um banco de capacitores fazia o complemento da forma de onda.

Se for sem transformador são outros 500... Complica bastante. Pq sequer vc consegue medir uma tensão na saída. fica tudo instável pq a tensão vai depender da carga. O PWM vai variar a todo momento pela posição que vc pretende da senoide e pela corrente drenada. 

Enfim, qual caminho pretende ? Com ou sem trafo ?

Realmente muito interessante essa mudança de taps.

O caminho que pretendo é sem trafo.

A tensão de entrada do inversor vai poder variar entre 30 e talvez uns 50 ou 60 V. Isso é para que ela possa funcionar com um painel solar.

depois que tensão do painel passar por um banco de capacitores, vai para o buck boost gerar a parte de baixo da senoide, ele deve aumentar e diminuir a tensão de saída, formando um arco. A parte de cima da senoide será formada da mesma forma, mas invertida por uma ponte H.

Não exatamente um SPWM que controle o buck - boost ja que ele é altamente não linear. trata-se de um SPWM modificado para ele. 

Um código muito simples no MATLAB pode me dar por exemplo, os valores de d do PWM em cada modificação para uma condição ideal. o trabalho do controle, é medir a saída em tempo real, e realizar pequenas modificações no PWM para que a onda possa ficar sempre perfeita, mesmo com uma variação da carga, ou da tensão de entrada. 

Veja, na imagem abaixo, o buck boost está funcionando com esses valores ideais gerados pela rotina do PWM. Os arcos da senoide parecem perfeitos, mas na verdade não estão. Nessa imagem ainda não existe o controle em malha fechada, então se a carga for alterada ou a própria tensão de entrada, os arcos se deformam. Mas serve para mostrar que o conceito é viável.

Quanto maior o número de modificações por arco, melhor a qualidade da senoide, mas maior será o processamento para o controle. na imagem abaixo existem bem menos pontos de controle.

nos dois casos, estão presentes apenas os arcos da senoide pois ainda é preciso passar pela ponte H para inverter um deles de fato, ou usar um conversor com polaridade reversa.

olá Dário.

       Vc poderia informar qual o valor da tensão do ponto no seu circuito chamado "Entrada" ?

       Também não está identificado no seus prints do osciloscópio, quem são as duas formas de onde, uma na cor "laranja" e outra na cor "verde".

       Na verdade é relativamente fácil determinar onde vc mediu estes sinais. Porém acho que informações exatas são o mínimo necessário para qualquer um que use circuitos: apontar claramente o que se está medindo e onde esta medição está sendo feita. Por exemplo, se vc for apenas escrever, seria algo assim: "sinal medido entre o Coletor de Q4 e o GND" (ou ainda assumindo-se que todos os sinais são medidos em relação ao GND: "sinal no Coletor de Q4"). Mas mostrar isso graficamente nos circuitos, acho bem mais eficiente ( e sempre conferir se isto está bem claro).

      Overshoots podem ser um grande problema, dependendo de onde eles estão. Eles tem uma Amplitude em queda exponencial, e a frequência da portadora é um resultado do famoso 1/(2*pi*raiz(LC)). E neste caso, o "L" é o componente indutivo da sua Carga e o "C" o componente capacitivo da sua Carga. Como a Carga sempre terá algum componente resistivo, a energia da oscilação na frequência dessa portadora, acaba sempre por se dissipar, e de forma exponencial ( a Natureza fez assim porque é "esperta"). Se a parte resistiva da carga é alta, então consome menos energia, e a oscilação resulta demorar mais para desaparecer. Se a parte resistiva da carga é baixa, então ela consome mais rapidamente a energia da oscilação, e esta "desaparece" mais rapidamente.

     No seu caso, parece que vc mediu isto isto sem carga alguma ligada à saída do seu circuito. Obviamente então isto resulta em um overshoot maior.

     Para um teste, ligue uma carga resistiva na sua simulação, tipo 2k ohms, e veja o comportamento resultante.

     Muito importante: em geral a frequência da portadora do overshoot é relativamente alta. Logo Capacitores Eletrolíticos de Alumínio, não irão ajudar a diminuir (ou mesmo eliminar) o overshoot. Se vc estudar com mais cuidado estes conversores em termos práticos (há diversos APNs na Texas que mostram sobre isso), vai ver ver que todos eles usam capacitores de Tântalo ou Cerâmico combinados com um Eletrolítico de Alumínio (ou seja, em paralelo com este), de forma a obter o melhor dos dois mundos: valor mais alto de capacitância junto com uma indutância equivalente baixa (ou quase nula). No seu circuito, o C4 é de 2000uF, o que obviamente o obrigará a usar um Eletrolítico de Alumínio para prover esse valor de capacitância. Então não preciso dizer mais nada sobre isso.

     Veja estes APNs que são muito instrutivos e esclarecedores (apenas clique nos links  a seguir para fazer o Download daqui mesmo do LDG):

     1) slyu032 - Power Topologies Quick Reference Guide

     2) slva721a - Basic Calculation of an Inverting Buck-Boost Power Stage

     3) slva927 - Basics of Power Switches

     4) Introduction to Control Algorithms in Switching Regulators

     5) slvt145r - Power Management Guide

     Semelhante ao "slyu032", há o "slyu036", que é mais detalhado. Porém não é possível anexá-lo aqui, devido ao tamanho do arquivo. Por isso estou postando o link para download do mesmo. Porém devido à política da Texas, vc pode ser obrigado a se registrar para fazer o download. Segue o link:  slyu036 - wer Stage Topology Reference Guide - Texas

    Caso eu possa ajudar em mais algum ponto, fique à vontade para perguntar.

     Abrçs,

     Elcids


Elcids, muito obrigado pelos materiais enviados, eles resumem informações complexas e também trazem muitas coisas que eu não conhecia. Vou estudá-los com mais calma.

A primeira imagem tem o intuito maior de situar o problema. De qualquer forma, as imagens do osciloscópio são sim desse circuito. 

A tensão de entrada é variável entre 7 e 30 V, por questões do circuito de controle e também porque a própria tensão de entrada é usada para chavear o MOSFET, que nesse caso, tem a tensão GS ideal entre 10 e 20 V (no casom -10 e -20) como a maioria dos MOSFETs.

Como existe um controle PID, a tensão de entrada pode variar em tempo real sem que o nível setado para a saída varie. Existe uma pequena variação pelo tempo de atuação do controle.

A ondas forma obtidas com uma carga de 4,7 ohms e tensão de entrada de 10V (O d do PWM está invertido pois ele é canal P), ligar esse conversor sem carga é tecnicamente proibido, pois se a corrente de inercia do indutor não tiver pra onde ir, a tensão tende a infinito.

A onda do PWM foi medida no gate do MOSFET, a onda que "chega" em R3 não sofre deformação.

A onda laranja foi medida no resistor de 4,7 ohms e invertida, já que é negativa.

Todas com relação ao GND.

Esses ruídos sempre existem, seja com um carga pequena, seja com uma carga alta. Entretanto, ao contrário do que me parece lógico, eles aumentam a medida que a carga aumenta. Claro.. eu ainda não o medi em situações de alta potência, somente com 10 ou 20 V e cargas em torno de 5 ohms.

Obrigado pelas dicas sobre os capacitores, tenho certeza que eles interferem sim.

Mas talvez não sejam a única fonte do problema. Veja como exemplo esse mini conversor buck facilmente comprado da china. 

O controle e o chaveamento é feito por um único CI e os capacitores são normais, mesmo assim, eles não apresentam esses ruídos na saída. Então provavelmente é algum problema com próprio MOSFET, talvez algum circuito auxiliar, ou alguma modificação no PWM.

Até mais e muito obrigado pela ajuda e pelos materiais.

oi Dário.

      Então, a culpa não é exatamente do MOSFET. Ele tem sim uma parcela na culpa, mas não é o único culpado pelos overshoots que vc está observando. Neste caso, esta parcela de culpa do MOSFET, é relativo à capacitância "parasita intrínseca" entre Dreno e Gate.

      O diodo D1 também tem uma parcela de culpa. Mas devido ao baixo valor de R2 (parece ser 4 ohms), essa parcela é praticamente desprezível.

       Então advinha quem é o principal culpado?  Vamos colocar essa culpa em D2.  Por que? Vou delinear:

       Toda vez que um impulso é aplicado a um circuito tanque LC, a resposta será uma oscilação senoidal na frequência natural (aquela: 1/(2*pi*raiz(LC)) ). Havendo componente resistivo, isso se dissipará sobre esse componente, e o tempo de dissipação será tanto maior quanto maior for o valor ôhmico desse componente resistivo (pelos motivos que mencionei no post anterior). E claro, essa dissipação será uma exponencial descrescente.

      E como este impulso ocorre no seu circuito? de duas formas: quando vc liga o MOSFET, e quando vc desliga o MOSFET, correspondendo portanto aos edges de subida e descida da sua onda PWM. Por este motivo, quando vc "suaviza" os edges (como vc comentou e postou a imagem mostrando isso), o impulso começa a destoar do "impulso unitário ideal", e diminui o efeito.

      E onde D2 entra nisso?  Simples:  ele chaveia na mesma frequência do seu PWM. Veja: se a saída DC é menor que a "Entrada" (source de Q3), então quando vc corta Q3, algum tempo após este corte (este "instante" depende do valor de L2 e da corrente que estava passando pelo mesmo no momento exato do corte de Q3), D2 começa a conduzir, pois a tensão sobre L2 fica menor que a da saída, sendo que C4 é fornecedor dessa tensão que polariza D2. Mas antes disso ocorrer e imediatamente após o corte de Q3, a interrupção "instantânea" da corrente em L2 gera um impulso de tensão sobre este, que corresponde ao nosso "querido" impulso unitário, e portanto a tensão em L2 será maior que a da saída (sobre C4), cortando D2. Na teoria seria um impulso infinito, mas na prática isso não ocorre devido à energia limitada disponível no chaveamento e ao fato de que L2 não é um indutor puro (tem componentes capacitivos e resistivos). Bem, é aí que entra novamente D2. Durante este impulso, já vimos que D2 estará cortado, e portanto sua "capacitância de barreira", estará no seu valor máximo, pois será a "capacitância de barreira reversa". No caso, estamos falando do diodo 15ETH06-1, não é? Veja a capacitância de barreira reversa dele mostrada na figura a seguir:

(clique na figura para "zoom")

      Note que no seu caso, se o impulso gerado pelo corte da corrente em L2 for por exemplo de 150V,  a capacitância reversa será em torno de 30pF. Agora veja o circuito resultante:  um indutor (L2) de 5.33mH e uma capacitância de ~30pF (de D2) formando um tanque LC, sendo que a capacitância de D2 também acopla a saída ao nó de L2:D2. Adivinha o que ocorre? uma resposta de um tanque LC a um impulso unitário. E qual será esta resposta?  claro: um overshoot senoidal com queda exponencial. Mas o mais interessante é calcular a frequência natural dessa oscilação: 1/(2*pi*raiz(LC)). Faça as contas, e obterá em torno de 400kHz. Então Dário, vc já pensou e dar um "zoom" na escala de tempo daquela onda e ver mais ou menos qual é a frequencia do sinal que está lá? e qual será a forma de onda? será que vc vai ver a senóide amortecida exponencialmente?

     É claro que a frequência não será exatamente a que calculei, já que usei valores aproximados no cálculo, e também não medi a intensidade do impulso unitário que determinará a capacitância reversa de D2.

     Mas veja Dário:  qualquer interrupção brusca na corrente que passa por L2, irá provocar o overshoot, seja quando vc corta Q3 ou quando vc liga Q3, pois nos dois casos está enfiando um novo valor de corrente pela guela de L2. O que muda entre um caso e outro?  é a capacitância resultante que estará formando o circuito tanque com L2. Essa vou deixar pra vc analisar. Mas já é obvio, que em cada caso teremos frequências naturais diferentes, resultantes do tanque LC em cada uma dessas configurações que o circuito fica.

    E pense melhor:  por que naquela plaquinha chineisinha com "XL6009" (da figura que vc postou), não ocorrem os overshoots? Dica: será que não ocorre mesmo, ou será que tem algo a mais ali que minimiza os overshoots de forma que sejam negligenciáveis?      Estude este "XL6009" (infelizmente por ser "chinês", a documentação é rarefeita e "ruim") e aqueles APNs que eu indiquei, e provavelmente vc encontrará a resposta, e provavelmente também este poderá ser um tópico interessante neste seu trabalho. Outra dica muito importante, que os Fabricantes destes CIs de chaveamento usam: uma frequência de chaveamento maior, exige capacitores menores (valor e tamanho) nos filtros de saída, e portanto mais fácil de se conseguir com baixo ESR e baixo ESI.

     Ah, e sobre a carga resistiva, junte tudo que passei acima, e vc verá como ocorre a influência da mesma sobre os overshoots.    

     Abrçs.

     Elcids

Dário,

     Uma retificação.

     Enquanto eu escrevia este último post descrevendo a forma como a senóide do overshoot era produzido e quem eram os "atores" responsáveis por isso, acabei esquecendo que o seu circuito de chaveamento tem saída negativa, definido pela própria polaridade de D2 (e por consequência C4).

    Assim, continua valendo a forma como o chaveamento gera o overshoot (oscilação do circuito tanque LC). No entanto, devido à saída ter tensão negativa em relação ao GND, apenas inverta as tensões que mencionei na explicação do post anterior, e portanto também o momento em que D2 realmente corta, que nesse caso será quando Q3 conduzir. Neste momento, o anodo de D2 estando em uma tensão negativa, e o katodo estando na tensão de entrada que é positiva em relação ao GND, resultará em uma tensão reversa sobre D2, levando este ao corte.

    Desculpe este lapso.

    Aproveito para deixar um link de um dos nossos grandes mestres aqui no Brasil, que poderá ajudar vc a entender estes Tanques LC:  funcionamento dos tanques LC - Newton C. Braga

    Abrçs,

    Elcids

Elcids,

Confesso que precisei ler uma ou duas vezes para entender o que esta escrito...

Realmente faz todo sentido. Jamais imaginei que capacitâncias parasitas assim tão pequenas pudessem causar isso. Não é atoa que elas vêm muito bem explicadas nos datasheets.

Parece que vou precisar escolher melhor meus componentes nos trabalhos.

Pesquisei um pouco sobre isso e encontrei esse artigo, o autor detalha muito bem o problema e possíveis soluções, como um circuito de amortecimento para a dissipação dessa energia.

https://www.researchgate.net/publication/317525001_Impact_of_induct...

Esses amortecedores podem ser colocados sobre o MOSFET, diodo ou o próprio indutor.

Só tenho a agradecer por ter explicado isso.

Tenho aqui mais uma imagem de osciloscópio, dessa vez de um conversor buck de muito tempo atrás.

Da pra ver claramente o comportamento exponencial decrescente e oscilatório.

Infelizmente não vou poder testar isso amanhã. Mas até sábado posto aqui algumas os resultados iniciais disso.

Mais uma vez obrigado por garantir mais umas 3 ou 4 páginas no TFC :D.

Até mais.

olá Dário, bom dia.


      Muito legal este artigo que vc encontrou, do Marcin Walczak. Ótimo embasamento. Aproveitei o link que vc postou e já baixei o documento. Observe o quão importante é isso, pois o próprio EMI gerado pelo circuito, é mais de 90% provocado pelo overshoot (intensidade e frequência). E certamente esse EMI será um imenso problema em equipamentos comerciais (se for muito alto, nem será aprovado em ensaios de certificação).


      Então agora podemos abrir o jogo um pouco mais, assim colaborando com outros que venham aqui no LDG procurando informação relacionada.

      Vamos resumir as coisas assim:


      1) o chaveamento da corrente em L2, gera impulsos de tensão que tendem a ser os impulsos unitários, porém estes são do mundo real (tem amplitude limitada e a largura do pulso não é zero). Estes impulsos nada mais são portanto, do que "pacotes" de energia que que são enfiados pela guela do capacitor na saída do seu Conversor DC/DC. Cada novo impulso acrescenta um novo pacote de carga "dQao Capacitor de saída, o que por sua vez se traduz num delta de tensão. Sem uma carga resistiva na saída, com o passar do tempo, a tensão sobre esse Capacitor tenderá a alcançar praticamente quase o mesmo valor do impulso, e isto ocorre porque simplesmente estamos pegando um "pacote" de carga "dQ", e jogando em cima de um valor de capacitância de saída muito alto (no seu caso, C4 de 2000uF), e pela equação V = Q/C, pode-se calcular não somente o degrau de tensão dV, mas a própria tensão final sobre o Capacitor após cada novo impulso.


      2) mas ao termos uma carga resistiva na saída, parte de cada "dQ" é também usado para alimentar esta carga resistiva, o que implica que esta carga resistiva atua justamente como o "outro lado do cabo de guerra", e assim "trabalha" no sentido de reduzir a tensão sobre o Capacitor de saída. Ao final das contas, espera-se que a taxa de impulsos por segundo, seja suficiente para equilibrar esse cabo de guerra, fazendo com que a tensão sobre o Capacitor se estabilize em torno de um valor médio (na realidade, ela acaba oscilando em torno do valor médio, e este é o ripple real na saída). A taxa de impulsos é a própria frequência de chaveamento, e ela acaba por bombear impulsos de "dQ" para o Capacitor de saída. Maior taxa (frequência), compensação mais rápida. Menor taxa, compensação mais lenta. Um algorítimo de controle de malha fechada, então nada mais faz do que ajustar essa taxa para que a saída tenha o comportamento de tensão esperado: quase constante para uma tensão DC, ou em "arco" crescente ou decrescente para uma saída senoidal. Claro que neste último caso, você poderá variar a própria tensão de entrada (como vc mencionou que já o fez), e assim terá também uma variável a mais na sua equação, que será a intensidade de cada pacote de energia "dQ", e assim tendo um maior controle sob o comportamento da tensão de saída.

      3) o fato de ser Buck, Boost, é apenas o resultado da manipulação da intensidade e frequência dos pacotes "dQ", já que estes acrescentam energia ao Capacitor de saída, determinando a tensão sobre este capacitor, ou seja, simplesmente um resultado da conversão V = Q/C, considerando que parte da energia acumulada no Capacitor de saída está sendo drenada por uma carga resistiva (formando o "cabo de guerra" entre consumo e "bombeamento" de energia).

      4) e o fato de ser saída positiva ou negativa, é apenas a configuração de como vc direciona os impulsos "dQ" para o Capacitor de saída, ou seja: determinado pela polaridade do Diodo na saída (no seu circuito, D2), que é o elemento chave nisto. Obviamente a polaridade do Capacitor deverá estar de acordo com a tensão resultante desse direcionamento.

      5) as diversas configurações mostradas no "slyu036" da Texas, nada mais são do que uma exploração das possíveis variações do que foi descrito acima, inclusive recombinando os circuitos e aplicando o controle adequado ao chaveamento para se obter as características de conversão DC/DC desejadas.

      6) uma pequena parte do "dQ" do impulso, acaba injetando energia em um "inesperado" Circuito Tanque LC, composto pelo próprio Indutor do chaveamento de corrente e pela capacitância parasítica existente ali, resultando na oscilação amortecida de alta frequência determinada por Freq = 1/(2*Pi*raiz(LC)). Observe que qualquer chaveamento da corrente do Indutor, irá provocar o impulso de tensão, devido ao Ldi/dt, e havendo alguma capacitância parasítica formando um Circuito Tanque LC, certamente existirá o overshoot senoidal amortecido, na frequencia natural do tanque LC.


      7) sempre haverá dois overshoots, pois o indutor é chaveado duas vezes em cada ciclo do seu PWM. Em um dos edges do PWM, a capacitância parasítica do Diodo formará com o Indutor, o circuito tanque LC, resultando em um overshoot. No edge seguinte, será a capacitância parasítica entre Gate e Dreno do MOSFET que se juntará ao Indutor para formar o tanque LC, e um overshoot com outra frequencia e intensidade ocorrerá.

      8) e finalmente: como capacitores também são elementos de acoplamento de tensão, uma capacitância parasítica entre dois pontos, acoplará o overshoot no outro nó correspondente ao outro lado desse capacitor. É por isso Dário, que no seu próprio sinal PWM também acaba aparecendo o overshoot (mesma frequência, mas com outra intensidade, que pode ser calculada por um divisor de tensão com impedâncias imaginárias).

      Agora sobre o tratamento:

      1) observe que estes circuitos procuram usar diodos do tipo "Schottky", pois estes além de serem rápidos tem uma menor "capacitância de barreira" que os diodos "PN" convencionais. Os "Schottky" também tem uma menor resistência de corpo (BULK), o que diminui as perdas por efeito Joule. Observe que nos APNs, vc sempre verá diodos "Schottky" sendo usados (naquela plaquinha da China, também).


      2) observe qual a capacitância parasítica intrínseca entre Dreno e Gate do MOSFET, e claro ela deve ser a menor possível, e se deve tomar o cuidado para não acrescentar circuitos ali que causem aumento significativo dessa capacitância entre Dreno e Gate. Observe também que devido ao proprio liga/desliga do MOSFET, capacitâncias parasíticas entre Dreno e Source também podem injetar um "dQ" no Dreno, causando também um overshoot. Logo, a chave aqui, é escolher MOSFETs que tenham sido projetados para chaveamento em circuitos conversores DC/DC de alta frequência, pois certamente suas capacitâncias terão valores menores. Usar MOSFETs originalmente projetados apenas para um ON/OFF convencional, poderá ser um tiro no pé.


      3) o Capacitor Eletrolítico de Alumínio de alto valor usado como parte essencial do conversor DC/DC, não irá amenizar o overshoot na saída, porque este tipo de Capacitor tem também uma alta indutância equivalente (ESI), e portanto não filtra a alta frequência do overshoot. Para esta tarefa, sempre se deve usar em paralelo com o Eletrolítico de Alumínio (no seu caso o "C4" de 2000uF), ou um Capacitor de Tântalo ou um de Cerâmico, os quais tem uma baixa indutância equivalente. Veja que nos datasheets desses conversores DC/DC integrados, sempre é especificado o acréscimo de um Capacitor de Tântalo ou do tipo Cerâmico, justamente pelo motivo delineado. Usar combinação de Tântalo e Cerâmico, também é uma ótima alternativa, principalmente em termos de custo e eficiência.

      4) usar técnicas pontuais caso seja realmente necessário, como os "snubers" do artigo que vc citou (o do Marcin Walczak). Mas antes disso, deve-se obrigatoriamente aplicar as técnicas convencionais citadas acima (todas devem ser usadas, sem exceção). Caso o overshoot ainda resulte ser acima do mínimo aceitável para sua aplicação, então parte-se para aplicar técnicas pontuais e especializadas.


      Fico por aqui, pois um pouco mais disso vai me dar overshoot.

      Mas claro, se houver algo mais que eu possa ajudar e esteja ao meu alcance, vamos em frente.


      Abrçs,

      Elcids

Nota: neste último item 4, onde eu disse "acima do mínimo aceitável", corrigir para "acima do máximo aceitável".

já estou sob o efeito overshoot...

Elcids, bom dia.

Obrigado por nos compartilhar essa aula sobre circuitos chaveados. 

Gostei ! 

Abraços. 

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